基于深度学习的多用户毫米波中继网络混合波束赋形

doi:10.11772/j.issn.1001-9081.2022081231

《计算机应用》唯一官方网站 ›› 2023, Vol. 43 ›› Issue (8): 2511-2516.DOI: 10.11772/j.issn.1001-9081.2022081231

所属专题：网络与通信

基于深度学习的多用户毫米波中继网络混合波束赋形

李校林¹^,², 杨松佳¹^,²()

^1.重庆邮电大学通信与信息工程学院，重庆 400065
^2.重庆邮电大学通信新技术应用研究中心，重庆 400065

收稿日期:2022-08-22 修回日期:2022-10-24 接受日期:2022-11-03 发布日期:2023-01-12 出版日期:2023-08-10
通讯作者: 杨松佳
作者简介:李校林（1968—），男，重庆人，正高级工程师，硕士，主要研究方向：5G移动通信网络、智慧城市、数字化智能化信息系统；

Hybrid beamforming for multi-user mmWave relay networks using deep learning

Xiaolin LI¹^,², Songjia YANG¹^,²()

^1.School of Communication and Information Engineering，Chongqing University of Posts and Telecommunications，Chongqing 400065，China
^2.Research Center of New Telecommunication Technology Application，Chongqing University of Posts and Telecommunications，Chongqing 400065，China

Received:2022-08-22 Revised:2022-10-24 Accepted:2022-11-03 Online:2023-01-12 Published:2023-08-10
Contact: Songjia YANG
About author:LI Xiaolin， born in 1968， M.S.， senior engineer. His research interests include 5G mobile communication network， smart city， digital intelligent information system.

摘要/Abstract

摘要：

针对传统多用户毫米波中继系统波束赋形方案计算复杂度高的问题，提出一种基于深度学习（DL）的奇异值分解（SVD）方法来设计混合波束赋形，以优化发送端、中继端和接收端波束赋形器。首先，利用DL方法设计发送端、中继端的波束赋形矩阵最大化可实现的频谱效率；然后，设计中继端、接收端的频带波束赋形矩阵以最大化等效信道增益；最后，在接收端设计最小均方误差（MMSE）滤波器消除用户间干扰。理论分析和仿真结果表明，基于DL的混合波束赋形方法相较于交替最大化（AltMax）与传统SVD 方法在高维信道矩阵和较多的用户情况下，计算复杂度分别降低了12.5%和23.44%；在已知信道状态信息（CSI）的情况下，频谱效率分别提高了2.277%和21.335%，在非完美CSI情况下，频谱效率分别提高了11.452%和43.375%。

关键词: 毫米波, 混合波束赋形, 深度学习, 中继网络, 多用户, 深度神经网络

Abstract:

In order to solve the problem of high computational complexity of traditional multi-user mmWave relay system beamforming methods， a Singular Value Decomposition （SVD） method based on Deep Learning （DL） was proposed to design hybrid beamforming for the optimization of the transmitter， relay and receiver. Firstly， DL method was used to design the beamforming matrix of transmitter and relay to maximize the achievable spectral efficiency. Then， the beamforming matrix of relay and receiver was designed to maximize the equivalent channel gain. Finally， a Minimum Mean Square Error （MMSE） filter was designed at the receiver to eliminate the inter-user interference. Theoretical analysis and simulation results show that compared with Alternating Maximization （AltMax） and the traditional SVD method， the hybrid beamforming method based on DL reduces the computational complexity by 12.5% and 23.44% respectively in the case of high dimensional channel matrix and many users， and has the spectral efficiency improved by 2.277% and 21.335% respectively with known Channel State Information （CSI）， and the spectral efficiency improved by 11.452% and 43.375% respectively with imperfect CSI.

Key words: millimeter Wave (mmWave), hybrid beamforming, deep learning, relay network, multi-user, Deep Neural Network (DNN)

中图分类号:

TN928

李校林, 杨松佳. 基于深度学习的多用户毫米波中继网络混合波束赋形[J]. 计算机应用, 2023, 43(8): 2511-2516.

Xiaolin LI, Songjia YANG. Hybrid beamforming for multi-user mmWave relay networks using deep learning[J]. Journal of Computer Applications, 2023, 43(8): 2511-2516.

图/表 6

图1 多用户毫米波AF中继系统

Fig. 1 Multi-user mmWave AF relay system

图2 基于DL的波束赋形架构

Fig.2 Architecture of beamforming based on DL

表1 本文方法与其他波束赋形方法的计算复杂度

Tab.1 Computational complexity of proposed method and other beamforming methods

方法	计算复杂度
本文方法	$O (m a x (k 2 N r N t, k 2 N r 2, k 2 N t 2))$
GDM^［2］	$O (N t 2 N r + N t N r 2 + N r 3)$
OMP^［6］	$O (2 N r 3 (N t N r 4 + k N t 2 N r 2 + k 2 N r 2))$
SVD^［10］	$O (N r N t 2, N r 2 N t)$
AltMax^［14］	$O (N t 2 N t, r f + N r 2 N r, r f)$
MMSE^［16］	$O (2 N t N t, r f 4 + N r 2 N r, r f 2)$

表1 本文方法与其他波束赋形方法的计算复杂度

Tab.1 Computational complexity of proposed method and other beamforming methods

方法	计算复杂度
本文方法	$O (m a x (k 2 N r N t, k 2 N r 2, k 2 N t 2))$
GDM^［2］	$O (N t 2 N r + N t N r 2 + N r 3)$
OMP^［6］	$O (2 N r 3 (N t N r 4 + k N t 2 N r 2 + k 2 N r 2))$
SVD^［10］	$O (N r N t 2, N r 2 N t)$
AltMax^［14］	$O (N t 2 N t, r f + N r 2 N r, r f)$
MMSE^［16］	$O (2 N t N t, r f 4 + N r 2 N r, r f 2)$

图3 Nt=Nr=32，Nd=8，Nrf=Ns=2时不同方法在完美CSI下的频谱效率

Fig.3 Spectral efficiencies of different methods with perfect CSI when Nt=Nr=32，Nd=8，Nrf=Ns=2

图4 Nt=Nr=64，Nd=8，Nrf=Ns=2时不同方法在完美CSI下和σe2=0.5的非完美CSI下的频谱效率

Fig.4 When Nt=Nr=64，Nd=8，Nrf=Ns=2， spectral efficiencies with perfect CSI and imperfect CSI （σe2=0.5）

图5 σe2=0.3时非完美CSI下不同收发天线数的频谱效率

Fig.5 Spectral efficiencies of different numbers of transmitting and receiving antennas with imperfect CSI and σe2=0.3

参考文献 16

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